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第二階段的仿真是在***次仿真的基礎(chǔ)上，加入了高頻變壓器以及負(fù)載部分。第二階段仿真時針對整個電路的仿真，主要目的是對控制方案給以理論研究。閉環(huán)反饋控制中采用典型的PID控制模式，仿真過程通過對PID參數(shù)的調(diào)試加深對控制方案的理解，以便在后續(xù)主電路調(diào)試過程中能更有目的性的調(diào)試參數(shù)。主要針對輸出濾波電路的參數(shù)、PID閉環(huán)參數(shù)的設(shè)置以及移相控制電路的設(shè)計進(jìn)行研究。仿真電路中輸出電壓設(shè)定值為60V，采樣值和設(shè)定值作差，偏差量經(jīng)過PID環(huán)節(jié)反饋至移相控制電路。移相電路基于DQ觸發(fā)器，同一橋臂上PWM驅(qū)動脈波設(shè)置了死區(qū)時間，兩個DQ觸發(fā)器輸出四路PWM波分別驅(qū)動橋臂上四個開關(guān)管。本實(shí)驗?zāi)康氖堑玫椒€(wěn)恒高精度...

首先滯后橋臂上開關(guān)管零電壓開通時，只有諧振電感提供換流的能量。諧振電感儲能必須大于滯后橋臂上諧振電容儲能加上變壓器原邊寄生電容儲能，在實(shí)際當(dāng)中， 變壓器的原邊匝數(shù)較少， 且原邊大都用多股漆包線并繞。同時在滯后橋臂上開關(guān)管開通時，原邊電流近似為恒定，須在開關(guān)管觸發(fā)導(dǎo)通前諧振電容完成充放電?，F(xiàn)在死區(qū)時間取為1.2us，結(jié)合滯后橋臂上開關(guān)管工況，諧振電感不僅為諧振電容提供充放電的能量，還向電源反饋能量，故電流ip小于超前橋臂上開關(guān)管開通時對應(yīng)的電流，計算可得：Ip(lag)==10.6μH。結(jié)合諧振電感的參數(shù)協(xié)調(diào)確定諧振電容的值為10μH。電壓傳感器和電流傳感器技術(shù)的實(shí)現(xiàn)已成為傳統(tǒng)電流電壓測量方法的...

在變壓器原邊副邊匝數(shù)確定后即可進(jìn)行繞制。根據(jù)高頻變壓器的實(shí)際工況，變壓器中流通的是高頻大電流，所以必須要考慮集膚效應(yīng)。在選用繞制的導(dǎo)線時一方面要線徑足夠，滿足安全性。同時在集膚效應(yīng)的影響下，如果線徑較大則比較好選用扁銅線。取值銅線流通的電流密度J=3.5A/mm2。原邊電流I=60/7.5=8A。則S原邊=8/3.5=2.28mm2，S副邊=60/3.5=17.14mm2。在選定扁銅線的型號后，根據(jù)扁銅線的線徑和磁芯窗口面積進(jìn)行核算，驗證窗口面積是否足夠。在這兩個板之間保留著一個非導(dǎo)體。無錫功率分析儀電壓傳感器代理價錢微分時間常數(shù)一般先取值為0，當(dāng)系統(tǒng)的控制效果不夠好的時候，可以跟設(shè)定比例積分...

脈沖發(fā)電機(jī)電源是由原動機(jī)、發(fā)電機(jī)和整流器三部分構(gòu)成。發(fā)電機(jī)由原動機(jī)拖動，達(dá)到額定轉(zhuǎn)速后發(fā)電機(jī)將儲存的旋轉(zhuǎn)勢能轉(zhuǎn)換為電能，通過整流器變換得到直流電壓對磁體供電。整流器可以通過反饋控制給磁體提供的電壓電流，具有較好的可控性，可以實(shí)現(xiàn)對實(shí)驗波形的初步調(diào)節(jié)和控制。由電容器電源和脈沖發(fā)電機(jī)電源構(gòu)成磁體主要的電源系統(tǒng)，其中帶有反饋控制的脈沖發(fā)電機(jī)電源本身具有一定的可控性，可以將平頂磁場紋波控制在一定精度以內(nèi)，但脈沖發(fā)電機(jī)電源本身是大容量電源，如果想進(jìn)一步降低紋波系數(shù)，直接對脈沖發(fā)電機(jī)進(jìn)行控制難度很大，所以需要在原有兩套電源系統(tǒng)的基礎(chǔ)上再配合使用一個小容量的補(bǔ)償系統(tǒng)?；魻栯妷簜鞲衅黧w積小、線性度好、響應(yīng)時間...

諧振電感是為諧振電容提供足夠的充放電能量，實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開通。諧振電感的參數(shù)選擇對整個電路的軟開關(guān)都很重要。為了滿足能量的要求是希望諧振電感值越大越好，并且大電感可以有效抑制電流的急劇變化，防止振蕩，消除尖刺峰值。但是電感值過大會導(dǎo)致更大的占空比丟失，降低了整個裝置的效率，并且電感過大，對應(yīng)阻抗值很大，會導(dǎo)致系統(tǒng)反應(yīng)慢[19]。相反的，如果電感值偏小，則可能不能為諧振電容提供足夠的能量，無法滿足軟開關(guān)，并且橋臂上的上涌和下沖的尖峰電流的影響會變得明顯，可能引起正負(fù)周期工作狀態(tài)不對稱，增大了開關(guān)損耗，使功率開關(guān)管溫升明顯容易引起開關(guān)管炸毀。有兩種主要類型的電壓傳感器: 電容式電壓傳感器和電...

在科學(xué)實(shí)驗中， 產(chǎn)生強(qiáng)磁場的磁體實(shí)際是一個大電感線圈，由大容量的電源系 統(tǒng)瞬時放電， 通過給磁體提供瞬間的大電流，在磁體中產(chǎn)生響應(yīng)的強(qiáng)磁場。實(shí)驗中磁體可以等效為電阻Rm和大電感Lm串聯(lián)，產(chǎn)生的磁場強(qiáng)度和通過電感的電流時呈線性關(guān)系的，要想得到高穩(wěn)定度的脈沖平頂磁場，我們相應(yīng)的給磁體提供脈沖平頂?shù)拇箅娏?。然而上述只是建立在理想的物理模型上得到的理想結(jié)果。在工程實(shí)踐中， 提供 給磁體的大電流實(shí)際是給磁體提供一個脈沖式高穩(wěn)定度的直流電壓。在電壓傳感器中，測量是基于分壓器的。天津電壓傳感器哪家便宜諧振電感參數(shù)確定后即是實(shí)物的設(shè)計，同上一小節(jié)中高頻變壓器的設(shè)計類似，諧振電感的設(shè)計也是首先選擇磁芯，然后根據(jù)...

削去原有電源系統(tǒng)紋波的補(bǔ)償方案有三種：注入、吸收、少則注入多則吸收。是單方向的向磁體注入電流，填補(bǔ)紋波，將整體的電流修正到紋波很低的水平。從磁體中吸收電流，是削波的方式將紋波中和得到紋波更小的電流。前兩種方案的綜合，將高于設(shè)定值得電流吸收、低于設(shè)定值的電流則進(jìn)行補(bǔ)償，電流的供應(yīng)室雙向的，即積存在注入也存在吸收。由于磁體電源系統(tǒng)中三套電源是各自**向磁體供電的，所以補(bǔ)償電源系統(tǒng)的設(shè)計業(yè)可以**進(jìn)行。由上述補(bǔ)償方案可見，補(bǔ)償電源只需要補(bǔ)償原供電系統(tǒng)中紋波部分，所以補(bǔ)償電源容量較小，可以直接從電網(wǎng)中取電進(jìn)行AC/DC變換。補(bǔ)償電路原理圖如圖2-3所示B1為三相工頻整流橋，C0為儲能電容器，B2為IG...

數(shù)字控制電路的軟件主要包括主程序、各個模塊初始化程序、周期中斷服務(wù)子程序、下溢中斷服務(wù)子程序、AD中斷服務(wù)子程序、PID調(diào)節(jié)子程序等幾大部分組成。主程序的主要任務(wù)是系統(tǒng)自檢，系統(tǒng)初始化，然后循環(huán)執(zhí)行主程序等待中斷。初始化是對程序中用到的常量、變量進(jìn)行有意義的賦值，以及對PWM輸出口和DSP數(shù)字I/O口設(shè)置，中斷寄存器的賦值、定時器的賦值、事件管理器中相關(guān)寄存器的賦值以及A/D模塊中寄存器的賦值也是初始化程序需要完成的任務(wù)。為了保證主電路的安全，在初始化完成前，所有的定時器都被禁止，PWM輸出比較器也未被使能，PWM對應(yīng)的輸出為高阻態(tài)。ADC模塊初始化是對A/D采樣的模式，采樣的通道、轉(zhuǎn)換的方式...

在超前橋臂上開關(guān)管開關(guān)過程中，橋臂上兩個諧振電容充放電的能量由諧振電感和負(fù)載端濾波電感共同提供，在能量關(guān)系上很容易滿足。當(dāng)諧振電感上電流Ip值變小或輸入電壓變大時，超前橋臂諧振電容充放電時間會變長，即當(dāng)變換器輕載時，開關(guān)管可能會失去零開通條件。在上式中，輸入端直流側(cè)母線電壓取值為310V，諧振電感電流Ip=Io/K=60/8=7.5A。取值Vin=310V，Ip=7.5A，死區(qū)時間留一倍的裕量，在此取值為1.2Us，計算得到clead=15.48109。在此可以取值為15nF。目前的濾波裝置級數(shù)低，濾波效果較差，輸出端 可以采用LCCL三階濾波器。深圳化成分容電壓傳感器報價微分時間常數(shù)一般先取...

由移相全橋電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖可以看到，四個橋臂上每個開關(guān)管都并聯(lián)有諧振電容，諧振電容的存在可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓關(guān)斷。所以我們只需要關(guān)心開關(guān)管的零電壓開通，要實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，必須在開關(guān)管觸發(fā)開通前，有足夠的能量中和掉諧振電容上的電荷，并且要完成該開關(guān)管同一橋臂上另一開關(guān)管諧振電容的充電，同時還要有能量去抽走變壓器原邊寄生電容中儲存的能量。超前橋臂上兩個開關(guān)管工作狀態(tài)是相同的，**是開通關(guān)斷時間的存在先后， 可以選取其中的T2 管分析。 T2 管觸發(fā)開通的前一個狀態(tài)，滿足零電壓 開通則須在觸發(fā)開通時與T2 并聯(lián)的續(xù)流二極管D2 已處于導(dǎo)通狀態(tài)，這就要求此時諧 振電容C2 已經(jīng)放電完成。通過...

從持續(xù)時間的角度上分類，強(qiáng)磁場可以分為脈沖強(qiáng)磁場和穩(wěn)態(tài)強(qiáng)磁場。脈沖強(qiáng)磁場可以產(chǎn)生很高的磁場，能為一些科學(xué)實(shí)驗提供所需要的磁場環(huán)境。但磁場持續(xù)的時間短，且磁場的強(qiáng)度在短時刻內(nèi)是脈沖尖峰狀態(tài)。穩(wěn)態(tài)強(qiáng)磁場是持續(xù)時間相對較長的磁場，并且磁場的強(qiáng)度時保持相對穩(wěn)定的狀態(tài)，但目前的技術(shù)條件場強(qiáng)無法做到很高，穩(wěn)態(tài)磁場強(qiáng)度的建設(shè)投資大、需求的電源容量大、冷卻系統(tǒng)大并且維護(hù)成本高。為了一些同時對磁場強(qiáng)度和穩(wěn)定度都有很高要求的科學(xué)實(shí)驗，我們就需要提供**度、高穩(wěn)定度的磁場環(huán)境，于是結(jié)合到上述兩種磁場產(chǎn)生的特點(diǎn)，科學(xué)家們提出了脈沖平頂磁場。這種磁場在滿足磁場強(qiáng)度高的條件下兼顧磁場的穩(wěn)定性。另外，脈沖平頂磁場可以降低測...

微分時間常數(shù)一般先取值為0，當(dāng)系統(tǒng)的控制效果不夠好的時候，可以跟設(shè)定比例積分常數(shù)和積分時間常數(shù)的方法一樣，***選定最大值的0.3倍左右。PID環(huán)節(jié)的參數(shù)設(shè)定完成后，將參數(shù)代入程序內(nèi)部，根據(jù)實(shí)際實(shí)驗的數(shù)據(jù)進(jìn)行聯(lián)調(diào)。如圖4-10所示為PID子程序執(zhí)行流程的框圖，將系統(tǒng)設(shè)定的信號和采集到的信號作差得到偏差值，利用得到的偏差值根據(jù)上述比例、積分和微分三個環(huán)節(jié)的計算得到移相角，輸出給驅(qū)動模塊控制開關(guān)管。然后將本次計算得到的偏差值作為下一次PID計算的偏差值的初值，等待中斷然后循環(huán)進(jìn)行PID的計算，實(shí)時調(diào)節(jié)輸出電壓。傳感器是能夠感知或識別特定類型的電信號或光信號并對其作出反應(yīng)的裝置。南京粒子加速器電壓傳...

若設(shè)定比較器周期值為T1PR，當(dāng)啟動計數(shù)器計數(shù)時，計數(shù)寄存器T1CNT的值在每個周期由0增加至T1PR然后再減為0，如此循環(huán)。在每個周期中當(dāng)出現(xiàn)T1CNT=T1CMPR和T1CNT=T2CMPR時，則相應(yīng)的PWM波就會發(fā)生電平轉(zhuǎn)換。每一個周期中，當(dāng)T1CNT=0時會產(chǎn)生下溢中斷，當(dāng)T1CNT=T1PR時會產(chǎn)生周期中斷。由此，當(dāng)發(fā)生下溢中斷和周期中斷時我們分別進(jìn)入中斷重新設(shè)置比較寄存器T1CMPR和T2CMPR的值就可以改變PWM波發(fā)生電平轉(zhuǎn)換的時間，通過改變T1CMPR和T2CMPR之間的差值大小就可以改變兩對PWM波的相位差，如此便實(shí)現(xiàn)了移相。在試驗中我們是固定比較寄存器T1CMPR的值，在...

隨著現(xiàn)代實(shí)驗研究不斷的深入和科學(xué)的不斷發(fā)展，科學(xué)家對強(qiáng)磁場環(huán)境的要求也越來越高，從而對脈沖強(qiáng)磁場的建設(shè)也提出了更高的要求。在歐美以及日本等發(fā)達(dá)國家已經(jīng)較早建立了強(qiáng)磁場實(shí)驗室，主要有美國國家強(qiáng)磁場國家實(shí)驗室、法國國家強(qiáng)磁場實(shí)驗室、德國德累斯頓強(qiáng)磁場實(shí)驗室、荷蘭萊米根強(qiáng)磁場實(shí)驗室以及日本東京大學(xué)強(qiáng)磁場實(shí)驗室。我國強(qiáng)磁場領(lǐng)域起步較晚，近年來，華中科技大學(xué)脈沖強(qiáng)磁場中心開展了大量 關(guān)于脈沖強(qiáng)磁場的研究工作。當(dāng)交流電壓通過這些極板時，由于電子通過對面極板電壓的吸引或排斥作用，電流將開始通過。廣州磁調(diào)制電壓傳感器廠家 避免無序擴(kuò)張。優(yōu)先發(fā)展技術(shù)**的新型儲能項目，如電磁儲能、固體儲熱儲能等，積累經(jīng)...

在實(shí)際的系統(tǒng)中，考慮到變壓器有原邊漏感的存在，實(shí)際選用的諧振電感值比計算的諧振電感值要小，工程調(diào)試中可以以計算得到的諧振電感值為基準(zhǔn)，將諧振電感設(shè)計為可調(diào)電感，根據(jù)電路的實(shí)際情況調(diào)動諧振電感值來配合諧振電容完成零開通。本電路的仿真分為兩個階段，第一階段仿真不納入全橋變換器變壓器的副邊，末端的負(fù)載用一個等效至原邊的電阻代替。此階段仿真主要是為了實(shí)現(xiàn)超前橋臂和滯后橋臂的所有開關(guān)管的軟開關(guān)，并且通過仿真的手段觀察開關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)與電路中哪些參數(shù)關(guān)系**緊密，以及探討實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的臨界條件。通過觀測各個開關(guān)管承受電壓、流通電流和驅(qū)動信號之間的關(guān)系，加強(qiáng)對移相全橋電路的理解，為后續(xù)的參數(shù)設(shè)置和電路調(diào)試提供...

在本設(shè)計中為防止單臂直通設(shè)置了兩路保護(hù)：1）在超前橋臂和滯后橋臂上分別放置電流霍爾分辨監(jiān)測兩橋臂上的電流值，電流霍爾的輸出端連接至保護(hù)電路。如果出現(xiàn)過電流則保護(hù)電路**終動作于PWM波輸出模塊，將4路輸出PWM波的比較器鎖死，使得輸出為低電平，進(jìn)而關(guān)斷橋臂上4個開關(guān)管。2）驅(qū)動電路模塊內(nèi)部有過流監(jiān)測。在所設(shè)計的驅(qū)動電路中，主驅(qū)動芯片M57962內(nèi)部有保護(hù)電路監(jiān)測IGBT的飽和壓降從而判斷是否過流。當(dāng)出現(xiàn)過流時M57962將***驅(qū)動信號實(shí)現(xiàn)對IGBT的關(guān)斷。這是通過實(shí)現(xiàn)電阻橋的第二種方法實(shí)現(xiàn)的，如下所示。廣州高精度電壓傳感器聯(lián)系方式隨著現(xiàn)代實(shí)驗研究不斷的深入和科學(xué)的不斷發(fā)展，科學(xué)家對強(qiáng)磁場環(huán)境...

避免無序擴(kuò)張。優(yōu)先發(fā)展技術(shù)**的新型儲能項目，如電磁儲能、固體儲熱儲能等，積累經(jīng)驗以促進(jìn)產(chǎn)業(yè)升級。推進(jìn)電力市場化**：加快電力市場化**，調(diào)節(jié)儲能建設(shè)，培育商業(yè)盈利模式。促進(jìn)電力價格及時反映電量稀缺性，鼓勵儲能企業(yè)創(chuàng)新產(chǎn)品種類，拓展參與電力現(xiàn)貨市場的途徑。統(tǒng)籌國內(nèi)**兩個市場：積極開拓海外新興市場，深化與“****”沿線**的合作，幫助提升可再生能源建設(shè)能力。在國內(nèi)，釋放用戶側(cè)儲能應(yīng)用市場空間，支持光儲充一體化電站建設(shè)，推動源網(wǎng)荷儲協(xié)同發(fā)展。新型儲能行業(yè)在快速發(fā)展的同時，面臨的諸多挑戰(zhàn)及應(yīng)對策略。通過科學(xué)規(guī)劃、市場化**和**合作，可以有效促進(jìn)我國新型儲能行業(yè)的**發(fā)展，確保其在全球能源...

A/D模塊無疑是將我們采集到的模擬信號轉(zhuǎn)換成DSP模塊可以識別和處理的數(shù)字信號，市場上可選用的A/D芯片種類很多。我們選用芯片須得根據(jù)工程實(shí)際。選用 A/D 芯片我們重點(diǎn)關(guān)注如下幾點(diǎn)： 1）精 度（對應(yīng) AD 的分辨率），如果工程中對信號的精度要求很高，則必須選用分辨率很 高的 AD，即位數(shù)較多的 AD，例如 16 位 AD 對應(yīng)的分辨率為0.015 10 3 。前面提及過DSP芯片本身帶有內(nèi)部AD，但由于其為12位AD（對應(yīng)分辨率為0.224103），精度達(dá)不到本實(shí)驗要求；2）輸入信號類型，輸入信號型號指采集到的信號是單端信號還是差分信號，是單極性信號還是雙極性信號；3）AD轉(zhuǎn)換速...

輸出濾波電感參數(shù)計算：在移相全橋變換器中，原邊的交流方波經(jīng)過高頻變壓器和全橋整流后，得到的是高頻直流方波，方波的頻率是原邊開關(guān)頻率的2倍。一般來說，為了減小輸出電流的脈動值，是希望濾波電感的值越大越好。但是電感值過大意味著電感的體積和重量增大，并且整個變換器的動態(tài)響應(yīng)速度會變慢。在工程計算中，一般取輸出濾波電感電流的比較大脈動值為輸出電流的20%。通過濾波電感的電流為 60A，電流時單向流動的，具有較大的直流分量并疊加有 一個較小的頻率為2fs 的交變分量，所以電感磁芯的比較大工作磁密可以取到較高值。 由于濾波電感上電流主要為直流分量，集膚效應(yīng)影響不是很大，因此可以選用線徑 較大的導(dǎo)線或厚度較...

避免無序擴(kuò)張。優(yōu)先發(fā)展技術(shù)**的新型儲能項目，如電磁儲能、固體儲熱儲能等，積累經(jīng)驗以促進(jìn)產(chǎn)業(yè)升級。推進(jìn)電力市場化**：加快電力市場化**，調(diào)節(jié)儲能建設(shè)，培育商業(yè)盈利模式。促進(jìn)電力價格及時反映電量稀缺性，鼓勵儲能企業(yè)創(chuàng)新產(chǎn)品種類，拓展參與電力現(xiàn)貨市場的途徑。統(tǒng)籌國內(nèi)**兩個市場：積極開拓海外新興市場，深化與“****”沿線**的合作，幫助提升可再生能源建設(shè)能力。在國內(nèi)，釋放用戶側(cè)儲能應(yīng)用市場空間，支持光儲充一體化電站建設(shè)，推動源網(wǎng)荷儲協(xié)同發(fā)展。新型儲能行業(yè)在快速發(fā)展的同時，面臨的諸多挑戰(zhàn)及應(yīng)對策略。通過科學(xué)規(guī)劃、市場化**和**合作，可以有效促進(jìn)我國新型儲能行業(yè)的**發(fā)展，確保其在全球能源...

根據(jù)實(shí)際工作過程分析，超前橋臂上開關(guān)管開通過程中，原邊電路保持向負(fù)載端輸送能量，則負(fù)載端濾波電感等效于和原邊諧振電感串聯(lián)，這樣對超前橋臂上兩個諧振電容充放電的能量由原邊諧振電感和負(fù)載端濾波電感共同提供，這樣能量關(guān)系式很容易滿足[6]。時間關(guān)系式只需要適當(dāng)增大死區(qū)時間即可，超前橋臂上開關(guān)管的零電壓開通很容易實(shí)現(xiàn)。滯后橋臂上開關(guān)管開通過程中，橋臂上諧振電容的充放電能量**來自于諧振電感，并且在此過程中電源相當(dāng)于是負(fù)載吸收諧振電感中的儲能，電流處于減小的狀態(tài)，從而滯后橋臂上開關(guān)管的零電壓開通實(shí)現(xiàn)難度增大。然而，比較好只放大由于傳感器電阻變化引起的電壓變化。寧波磁通門電壓傳感器供應(yīng)商磁現(xiàn)象是物理界中*...

現(xiàn)假設(shè)PWM1和PWM2均設(shè)置為高電平有效，下溢中斷發(fā)生時，賦值CMPR1=0，CMPR1=a。下溢中斷子程序結(jié)束后返回主程序，計數(shù)寄存器T1CNT從0開始計數(shù)，由于CMPR1=0，發(fā)生比較中斷，PWM1從低電平變?yōu)楦唠娖?。計?shù)寄存器T1CNT繼續(xù)增加至a時，PWM2從低電平變?yōu)楦唠娖?。由此，PWM2和PWM1之間的移相角δ為，所以改變移相角度實(shí)際上改變CMPR2的賦值a。20MHz對應(yīng)50ns。選擇開關(guān)頻率為20KHz,對應(yīng)的定時器T1設(shè)為連續(xù)增減計數(shù)模式，則T1的周期寄存器的值500.比較大移相角為180度，對應(yīng)的數(shù)字延遲量Td為500，可得移相精度180/500=0.36。傳感器的輸出電...

諧振電感是為諧振電容提供足夠的充放電能量，實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開通。諧振電感的參數(shù)選擇對整個電路的軟開關(guān)都很重要。為了滿足能量的要求是希望諧振電感值越大越好，并且大電感可以有效抑制電流的急劇變化，防止振蕩，消除尖刺峰值。但是電感值過大會導(dǎo)致更大的占空比丟失，降低了整個裝置的效率，并且電感過大，對應(yīng)阻抗值很大，會導(dǎo)致系統(tǒng)反應(yīng)慢[19]。相反的，如果電感值偏小，則可能不能為諧振電容提供足夠的能量，無法滿足軟開關(guān)，并且橋臂上的上涌和下沖的尖峰電流的影響會變得明顯，可能引起正負(fù)周期工作狀態(tài)不對稱，增大了開關(guān)損耗，使功率開關(guān)管溫升明顯容易引起開關(guān)管炸毀。板之間的磁場將創(chuàng)建一個完整的交流電路沒有任何硬件連...

PWM波可以由DSP芯片內(nèi)部的事件管理器EVA或EVB產(chǎn)生，在DSP內(nèi)部，事件管理器EVA和EVB是完全相同的兩個模塊。它們都有3個比較單元，每一個比較單元都可以產(chǎn)生一對互補(bǔ)的PWM波，一共可以提供6路PWM波。在此選用其中的4路來驅(qū)動逆變橋上的開關(guān)管。4路PWM波中選用一路作為基準(zhǔn)，將比較寄存器設(shè)置為增減模式，在下溢中斷和周期中斷的時候分別重置比較寄存器的值，并且所重置的這兩個數(shù)值之和為比較寄存器的周期值。設(shè)置好PWM波輸出的其他必須配置就可以產(chǎn)生一對互補(bǔ)的PWM波作為超前橋臂上的驅(qū)動。下面主要問題是如何產(chǎn)生另一對具有相位差的互補(bǔ)的PWM波?；趯SP的研究，在此采用全比較單元的直接移相脈...

基于移相全橋的工作原理，變壓器副邊占空比的丟失是其固有的特性。副邊占空比丟失是指變壓器副邊的占空比比原邊的占空比小。不同于其他全橋的橋臂開關(guān)管的導(dǎo)通過程，移相全橋的對稱橋臂上的開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷過程始終是不同步的，并且在實(shí)際的調(diào)整輸出的大小就是通過調(diào)整不同步的程度。只要存在不同步，則變壓器副邊輸出電壓就會在不同步的時段內(nèi)變?yōu)榱?，從占空比的角度來說是變壓器副邊占空比的丟失，并且原邊不同步的程度直接影響變壓器副邊占空比的丟失程度。通常，在串聯(lián)電路中，高阻抗的元件上會產(chǎn)生高電壓。深圳大量程電壓傳感器報價輸出濾波電感參數(shù)計算：在移相全橋變換器中，原邊的交流方波經(jīng)過高頻變壓器和全橋整流后，得到的是高頻直流...

首先滯后橋臂上開關(guān)管零電壓開通時，只有諧振電感提供換流的能量。諧振電感儲能必須大于滯后橋臂上諧振電容儲能加上變壓器原邊寄生電容儲能，在實(shí)際當(dāng)中， 變壓器的原邊匝數(shù)較少， 且原邊大都用多股漆包線并繞。同時在滯后橋臂上開關(guān)管開通時，原邊電流近似為恒定，須在開關(guān)管觸發(fā)導(dǎo)通前諧振電容完成充放電?，F(xiàn)在死區(qū)時間取為1.2us，結(jié)合滯后橋臂上開關(guān)管工況，諧振電感不僅為諧振電容提供充放電的能量，還向電源反饋能量，故電流ip小于超前橋臂上開關(guān)管開通時對應(yīng)的電流，計算可得：Ip(lag)==10.6μH。結(jié)合諧振電感的參數(shù)協(xié)調(diào)確定諧振電容的值為10μH。因此，整個電壓將通過檢測電壓的傳感電路發(fā)展。珠海粒子加速器電...

輸出濾波電感參數(shù)計算：在移相全橋變換器中，原邊的交流方波經(jīng)過高頻變壓器和全橋整流后，得到的是高頻直流方波，方波的頻率是原邊開關(guān)頻率的2倍。一般來說，為了減小輸出電流的脈動值，是希望濾波電感的值越大越好。但是電感值過大意味著電感的體積和重量增大，并且整個變換器的動態(tài)響應(yīng)速度會變慢。在工程計算中，一般取輸出濾波電感電流的比較大脈動值為輸出電流的20%。通過濾波電感的電流為 60A，電流時單向流動的，具有較大的直流分量并疊加有 一個較小的頻率為2fs 的交變分量，所以電感磁芯的比較大工作磁密可以取到較高值。 由于濾波電感上電流主要為直流分量，集膚效應(yīng)影響不是很大，因此可以選用線徑 較大的導(dǎo)線或厚度較...

控制電路的軟件設(shè)計實(shí)則是控制方案的具體實(shí)施，其中包含了很多模塊的程序編寫，比如DSP的各個單元基本功能的實(shí)現(xiàn)、AD的控制、數(shù)據(jù)的計算處理等。在此只簡述DSP對AD的控制、DSP輸出PWM波移相產(chǎn)生的方式以及控制系統(tǒng)PID閉環(huán)的實(shí)施方案。對于任何一個數(shù)字控制電路來說，要實(shí)現(xiàn)對被控對象的實(shí)時的、帶反饋的控制則必須要實(shí)時監(jiān)測和采集被控對象的狀態(tài)值。AD模塊是被控對象狀態(tài)值采集的必要環(huán)節(jié)，實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的準(zhǔn)確采集就必須要實(shí)現(xiàn)對AD的準(zhǔn)確控制。本試驗中選用的AD的芯片是MAX125。方向相反，從而在磁芯中保持磁通為零。廣州新能源電壓傳感器價格大全在本設(shè)計中為防止單臂直通設(shè)置了兩路保護(hù)：1）在超前橋臂和滯后橋臂...

對于前端儲能電容還需要考慮的參數(shù)是其耐壓值，直流母線上電壓峰值為373v，留一定裕量，可以選擇耐壓值為500v的電解電容作為儲能電容。在電力電子變換和控制電路中，都是以各種電力半導(dǎo)體器件為基礎(chǔ)的。我們在設(shè)計電路時，也有很多可供選擇的電力半導(dǎo)體器件，BJT、MOSFET、GTO、GTR、IGBT等。但是每種元件都有其自身特點(diǎn)以及**適合應(yīng)用場合。例如MOSFET開關(guān)頻率高，動態(tài)響應(yīng)速度快，但其電流容量相對小，耐壓能力低，適用于低功率、高頻的場合[13][14]。門級可關(guān)斷晶閘管具有自關(guān)斷能力、電流容量大、耐壓能力好，適用于大功率逆變場合。IGBT的性能相對來說是介于兩者之間，有較高的工作頻率（2...

基于以上對移相全橋原理上的分析，本章就主電路的前端整流濾波電路、移相全橋逆變環(huán)節(jié)、輸出端整流電路和濾波電路進(jìn)行參數(shù)設(shè)計。在進(jìn)行所有參數(shù)計算前，我們對從電網(wǎng)所取的電以及初步整流后的電能參數(shù)進(jìn)行計算，為后續(xù)計算做準(zhǔn)備。一般可以采用下述經(jīng)驗算法：輸入電網(wǎng)交流電時，若采用單相整流，整流濾波后的直流電壓的脈動值VPP是比較低輸入交流電峰值的20%~25%，這里取值VPP=20%Vin。我們提供給后續(xù)變換電路的電源是從電網(wǎng)中取電，如此就涉及到輸入整流環(huán)節(jié)。整流電路是直接購置整流橋，進(jìn)行兩相整流。參數(shù)計算即是前端儲能濾波電容的參數(shù)設(shè)計。該補(bǔ)償線圈產(chǎn)生的磁通與原邊電流產(chǎn)生的磁通大小相等。天津循環(huán)測試電壓傳感器...